El controlador LLC establece que la frecuencia de conmutación (fs) del MOSFET sea igual a la frecuencia de resonancia del interruptor para garantizar la ventaja valiosa de la resonancia.
Durante un cambio de carga, la frecuencia de resonancia varía desde un valor mínimo (fr2) a un valor máximo (fr1):
Para fs ≥ fr1, LLC actúa como un circuito resonante serie RC. Este principio operativo se aplica a una carga elevada, esto es, si Lm se enfrenta a una baja impedancia.
En cambio, para fs ≤ fr2, LLC funciona como un circuito resonante paralelo RC, que es el caso con carga baja.
Esto no se produce normalmente porque el sistema tendría que operar en modo ZCS (zero current switching). Si la frecuencia fi se encuentra en el rango fr2 <fi <fr1, se combinan los dos principios operativos.
Si la amplificación de la celda resonante se visualiza de forma gráfica, obtenemos las curvas mostradas en la imagen siguiente. Aquí se aprecia cómo la forma de la curva cambia dependiendo del factor de calidad Q.
El rango operativo del convertidor resonante LCC se limita a la máxima amplificación. Hay que tener en cuenta que la máxima amplificación de tensión no está disponible a fr1 o fr2. De hecho, la frecuencia a la que se alcanza está máxima amplificación se logra entre fr2 y fr1.
Como la calidad Q disminuye – esto es, la carga merma – esta máxima frecuencia de amplificación cambia a fr2, y se consigue una máxima amplificación superior. Con el aumento de la calidad Q – o sea, sube la carga – la máxima frecuencia de amplificación pasa, por el contrario, a fr1, y decrece la máxima amplificación.
Por lo tanto, la carga completa supone el caso menos favorable para una red de resonancia.
En relación con los MOSFETs con diodo, como se mencionaba anteriormente, existe una gran ventaja de los convertidores resonantes con LLC en lo que se refiere a los MOSFET de conmutación suave, mientras que la corriente de salida sinusoidal reduce la interferencia emitida (EMC) para todo el sistema.
La imagen ilustra las formas de onda típicas de un convertidor LLC. También muestra con claridad que la corriente de drenaje Ids1 oscila a negativo antes de pasar a positivo. El valor de corriente negativo significa que el diodo está conduciendo. En esta fase, la tensión drain-source del MOSFET es muy baja porque depende de la tensión drop-out en el diodo. Si el MOSFET conmuta mientras la conductividad del diodo es prácticamente cero, se produce una transición a ZVS, que reduce las pérdidas de conmutación. Como resultado, el tamaño del disipador de calor puede disminuir y, por consiguiente, mejora la eficiencia del sistema.
Si la frecuencia de conmutación fs del MOSFET es inferior a fr1, la corriente en el convertidor toma una forma diferente. Si esto continúa durante el tiempo suficiente para producir una corriente intermitente en los diodos de salida, la corriente en el lado primario se desvía de la forma de onda sinusoidal.
Además, si las capacidades de salida intrínseca C1 y C2 del MOSFET poseen un valor comparable a Cr, la frecuencia de resonancia fr también depende del componente. Para evitar esto y hacer que el valor fr sea independiente de los componentes utilizados, resulta importante seleccionar un valor Cr superior a C1 y C2 en la fase de diseño.
**, que encontrarás a continuación.](https://www.diarioelectronicohoy.com/imagenes/2024/11/Potenciometros-238x178.jpg "Potenciómetros rotativos PTN09SX")
